Symmetrischer Eingang für ADC mit Stromeingang - Howland Current Source?

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Bei Analogtechnik rutsche ich ganz schnell in Gebiete, bei denen ich die Operationsverstärkerschaltungen nur noch mit großer Mühe verstehe, mir fehlt da einfach Erfahrung.
Folgende Herausforderung:
Ich bin gerade an einem Schaltplan für eine Platine, die als Herzstück einen Audio Signalprozessor von ADI, Typ "ADAU1701" enthält.
Dieser hat zwei eingebaute ADCs.
Die sind stromgesteuert, full scale input bei typischer Beschaltung von 100 µA rms. Direkt am ADC Eingang sieht man die 1,5 V Offsetspannung des Wandlers.
Einfachste Beschaltung wäre nun, das Audiosignal mit einem Kondensator entkoppelt über einen Widerstand auf den Eingang zu führen, z.B. über 18 kOhm für 2 Vrms full scale input.
Hier zum nachlesen der Datenblattausschnitt zum Them ADC:

Nun hätte ich für meine Schaltung gerne einen symmetrischen Signaleingang, der bis etwa 12 dBu (ca. 3,1 Vrms) verträgt.
Bei meiner Recherche bin ich auf folgenden interessanten Beitrag gestoßen:
https://ez.analog.com/dsp/sigmadsp/f/di ... au1701-adc

Hier wird als Schaltungsvorschlag eine Howland Current Source präsentiert, die mit nur einem Operationsverstärker und vier Widerständen ein symmetrisches Signal zu einem Stromsignal verarbeitet, der Stromquelle sind die 1,5 V Offset dabei praktischerweise völlig egal.

Diese Lösung erscheint mir ziemlich elegant, allerdings verstehe ich sie nicht genau genug, um ihre Tauglichkeit für meine Anwendung zu prüfen. Es ergeben sich für mich folgende Punkte:

Muss bei einem symmetrischen Signaleingang die Impedanz der beiden Eingänge nicht identisch sein, damit das Prinzip funktioniert? Gemäß meinen Simulationen ist die Eingangsimpedanz für die beiden Signaleingänge etwas unterschiedlich.

Mit R1 und R2 auf 68 kOhm geändert ergibt sich eine Vollaussteuerung des Wandlers (sprich 100 µA am Ausgang der Schaltung) bei 3,4 V am Eingang, was mit etwas Reserve gut zu 12 dBu passt.
Die Auswirkung der Dimensionierung der Widerstände R3 und R4 ist mir allerdings nicht ganz klar. In der präsentierten Schaltung sind sie so dimensioniert, dass ein Rail-to-Rail Operationsverstärker mit 3,3 V Versorgungsspannung noch sauber arbeitet. In meinem Fall bekommen alle OPV in der Schaltung +-15 V. Die Schaltung funktioniert laut Simulation somit auch noch locker mit anderen Werten für R3 und R4, z.B. 33 kOhm. Was wäre hier eine sinnvolle bzw. optimale Dimensionierung der Widerstände R3 und R4?

Für eine taugliche Gleichtaktunterdrückung müssen die Widerstände R1+R2 sowie R3+R4 sehr geringe Abweichungen zueinander haben. Das ist grundsätzlich okay, man bekommt ja Dünnschichtwiderstände durchaus mit geringer Toleranz.
Ist das bei anderen Schaltungen anders, sprich gibt es Schaltungen für symmetrische Signaleingänge, die deutlich unempfindlicher bezüglich Bauteiltoleranzen sind?
Auch viele Billiggeräte aus dem Audiobereich haben symmetrische Eingänge, ob die wirklich Präzisionswiderstände oder gar spezielle ICs für diese Anwendung einsetzen?

Bin ich völlig auf dem Holzweg und es gibt andere, bessere oder einfachere Möglichkeiten für mein Problem?

Bitte helft meinem digitalen Hirn etwas auf die Sprünge.

[Bastelbruder]

Das Impedanzproblem ist tatsächlich keins, weil zwischen den Eingängen eines (korrekt funktionierenden) OpAmps theoretisch keine Spannung außer der DC-Offsetspannung herrscht. Also quasi ein Kurzschluß. Demzufolge sind die Eingänge top-symmetrisch und identisch abgeschlossen.

Daß der Ausgang die unsymmetrische Belastung ausgleichen muß, merkt der Eingang eigentlich nicht.

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Ich hatte gehofft, dass du dich meldest - vielen Dank für deine Antwort!

Auf die unterschiedlichen Eingangsimpedanzen bin ich aufgrund der Simulation gekommen, laut der die Eingangsströme bei gleicher Beschaltung leicht unterschiedlich sind. In dem Fall dann wohl ein Fehler der Simulation, auch auf dem Gebiet bin ich weit von einem Experten entfernt.
Kannst du was zur Dimensionierung von R3 und R4 sagen?
Würdest du die Schaltung als tauglich für den gedachten Anwendungszweck einschätzen?

[Bastelbruder]

Mit den Widerstandswerten von R1,R2 steigt auch das Rauschen ...
Und der OpAmp muß natürlich für Audiozwecke geeignet sein, der berüchtigte NE5532 ist ganz gut, der LM324 ganz schlecht. Letzterer hat brutale Übernahmeverzerrungen.

Die Erweiterung der ursprünglichen Schaltung addiert zum Strom durch R1 nochmal denselben Strom aus R2, bloß mit umgekehrtem Vorzeichen. R3 und R4 müssen so klein bleiben daß der Verstärkerausgang Spannungs- und Geschwindigkeitsmäßig nicht überfordert wird, denn was der Schaltung Bauchschmerzen bereiten könnte sind Frequenzanteile die an der slew-rate des Ops kratzen. Stroom wird ja kaum gefordert.

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Der NE5532 ist vorgesehen, der hat sich für eigentlich alle Audiogeschichten bewährt, kostet nicht die Welt und ist überall verfügbar.

R1 und R2 mit 68 kOhm müsste noch im Rahmen sein, oder?
Sonst bleibt ja nur, die Eingangsspannungen durch Spannungsteiler kleiner zu bekommen, damit die 12 dBu am Eingang möglich sind.
Das wird aber kaum die bessere Option sein, da braucht es noch mehr selektierte Widerstände.

Mit den Vorgaben, dass der Verstärkerausgang spannungs- und geschwindigkeitsmäßig nicht überfordert werden darf, ist immernoch ein großer Bereich für Widerstandswerte möglich.
Kurz gefragt: Für R2+R3 lieber 10k, 33k oder 47k, wenn +-15 V am OPV zur Verfügung stehen?

Frequenzanteile, die an der slew-rate des OPVs kratzen, dürften in normalen Musiksignalen eher weniger zu finden sein.
Zur Sicherheit noch 10 nF hinter den 68 kOhm auf Masse, damit alles oberhalb von ca. 23 kHz gefiltert wird oder bringt das in dem Fall nichts?

[ferdimh]

Ich habe etwas Globalbauchschmerzen mit dem Konstrukt, auch wenn es den Job locker tun wird.

Die Unsymmetrie der Eingangsimpedanzen würde ich in einer Audioanwendung völlig ignorieren, da in der Regel die Quellimpedanz niedrig ist, und auftretende Störungen wie zwei in Reihe geschaltete Spannungsquelle aussehen (real liegt die Fehlerspannungsquelle im Masseweg). Bei höheren Frequenzen oder kilometerlangen ungeschirmten Leitungen sieht das anders aus. Aber dann hilft eh nur noch der Übertrager.

Generell haben diese "symmetrischen" Opamp-Schaltungen die Krankheit(*), dass sie viel anfälliger für Unsymmetrien in den Widerständen sind als ihre diskreten Gegenstücke oder kunstvollere Schaltungen wie der klassische "Instrumentenverstärker" (https://de.wikipedia.org/wiki/Instrumen ... %C3%A4rker).
Der Instrumentenverstärker hat nun wieder das Problem, dass sein Verhalten mit niedrigerer Verstärkung deutlich schlechter wird - diskret aufgebaute Varianten sind hier deutlich leistungsfähiger (aber auch aufwendiger, und man macht schnell was falsch, und dann isses doch wieder kacke).

Die Fehler des Operationsverstärkers fallen vollständig an R4 ab, und werden dort zu Strömen. Die kleinen Werte für R3/R4 würden also eine 10fache Verstärkung der Opamp-Fehler mit sich bringen. Daher gilt: R3/R4 sollten größenordnungsmäßig ähnlich sein, wie R1/R2. Ich würde sogar pauschal R1=R2=R3=R4 festsetzen, wenn ich nicht an beschränkte Spannungsbereiche eines Opamps gebunden bin.

In einer hochpegeligen Audioanwendung kann das akzeptiert werden, aber wirklich optimal ist das alles nicht.
Da die Impedanzen recht groß werden, und der NE5532 einen relativ großen Eingangsstrom hat, wird das Stromrauschen von 0,7pA/Wurzel(Hz) an 68kΩ schon zu 47,6nV/Wurzel(Hz). Damit steht das Ding schlechter da, als ein billiger TL081. Ein rauschärmerer FET-OP (mir fällt gerade OPA2810 ein, aber es gibt sicher noch bessere) könnte da eher noch was rausholen.
Die Rauschspannung liegt in jedem Fall in der Größenordnung von 10µV. Gegenüber 3V Solleingangsspannung sind hier noch 110dB SNR vorhanden, was ausreicht, wenn ich keinen weiteren Faktor vergessen habe.
Hat der AD-Wandler eigentlich einen integrierten Tiefpaß? Sonst werden auch noch höherfrequente Rauschanteile mitgewandelt...

Wenn ich sowas bauen müsste, würde ich eher in die Vollen gehen, und einen "vollwertigen" Differenzverstärker realisieren (evtl mit Opamps linearisiert) und mit einer "richtigen" Stromquelle (so eine, wo der Strom aus dem Kollektor eines Transistors kommt) aufbauen.

Die folgenden Fragen sollten auch noch bedacht werden:
a) was macht man mit HF, die versehentlich zu den Audioleitungen hineinkommt? Hier sollten Tiefpassfilter vorgesehen werden
b) Wenn der OP eine andere Versorgung hat als der Rest: Was passiert beim Einschalten oder bei Ausfall einer Versorgung am Eingang des AD-Wandlers?
c) Was passiert mit Dreck, der dem Stromeingang überlagert ist? Findet der einen Weg in die Eingänge des OP, und bringt selbigen zum Kotzen?

(*)Dem Operationsverstärker fehlt einfach die Eigenschaft, Strom weiterzuleiten: Der Ausgang liefert immer eine Spannung, und ein an diesem Ausgang aufgenommener Strom kommt undefinierbar aus der Versorgung. Damit ist der einfache Trick, eine symmetrische Eingangsspannung an einen Widerstand anzulegen, und das Ausgangssignal als Strom am anderen Ende der Schaltung abzunehmen (am Ende ist das, wie ein Differenzverstärker funktioniert), ein für alle Mal blockiert. Ein Versuch, dieses Problem zu lösen, ist der OPA660 "Diamond transistor", der jedoch eher für Breitbandanwendungen konzipiert ist und keine Rauchspezifikation besitzt.

[Fritzler]

Also "fellow digitial" is mir das Ding auch etwas suspekt
Ich würd einfach den normalen DiffAmp bauen, der Weg von U_Out_Opv nach I_ADC ist ja schon bekannt.
Ansonsten bau das Ding doch "einfach" mal auf einem Steckbrett nach und miss es durch.

Von TI gibts dazu noch 2 Appnotes:
https://www.ti.com/lit/SBOA436
https://e2e.ti.com/cfs-file/__key/commu ... boa437.pdf

Deine Simulation scheint schon richtig gewesen zu sein, der positive Eingang braucht laut den TI AP einen kleineren Rückkopplungs R um den Lastwiderstand auszugleichen.

Da die Impedanzen recht groß werden, und der NE5532 einen relativ großen Eingangsstrom hat, wird das Stromrauschen von 0,7pA/Wurzel(Hz) an 68kΩ schon zu 47,6nV/Wurzel(Hz). Damit steht das Ding schlechter da, als ein billiger TL081. Ein rauschärmerer FET-OP (mir fällt gerade OPA2810 ein, aber es gibt sicher noch bessere) könnte da eher noch was rausholen.

TL072/TL074 wäre son "klassischer" Audio OpAmp mit FET Eingängen.

[ferdimh]

Sorry, aber:
Wenn ich zur Korrektur eines Fehlers in einer symmetrischen Schaltung einen 10k-Widerstand auf 9,98k ändern muss (also um 0,2%!), dann ist die Konstruktion einfach nur reif für die Rundablage. Entweder man kann mit dem Fehler leben, der bei 10k/10k auftritt - oder, um Michal J. Mahon zu zitieren: "The wastebaket is our most important design tool - and it is seriously underused"

EDIT: Fritzler: Ich nannte den TL081, also die "bessere Version" des TL07x. Bzgl Rauschen nehmen sich die beiden nichts. Und ich würde den TL07x nicht als Audio-OP bezeichnen, sondern als billiges Universalding, das halt nebenbei für viele Audioanwendungen gut genug ist.

[Fritzler]

Sorry, aber:
Wenn ich zur Korrektur eines Fehlers in einer symmetrischen Schaltung einen 10k-Widerstand auf 9,98k ändern muss (also um 0,2%!), dann ist die Konstruktion einfach nur reif für die Rundablage. Entweder man kann mit dem Fehler leben, der bei 10k/10k auftritt - oder, um Michal J. Mahon zu zitieren: "The wastebaket is our most important design tool - and it is seriously underused"

So siets aus, ja.

EDIT: Fritzler: Ich nannte den TL081, also die "bessere Version" des TL07x. Bzgl Rauschen nehmen sich die beiden nichts. Und ich würde den TL07x nicht als Audio-OP bezeichnen, sondern als billiges Universalding, das halt nebenbei für viele Audioanwendungen gut genug ist.

Daher die Anführungszeichen.
Verbauen kann man den in fast allem, daher ist er auch in vielen Audioschaltung zu sehen.

[IPv6]

Ich muss auch dazu sagen, dass die Schaltung keinen Anspruch auf High End Tauglichkeit hat.
Das soll am Ende eher in der Liga von einfachen DJ Mixern spielen und ist nur für meine Hobbyzwecke.
Ob das SNR jetzt 120 dB oder nur 95 dB sind ist gar nicht mal so relevant.
Auch mit HF an den Eingängen muss in der Anwendung eher weniger gerechnet werden.
Wenn ein Teil der Spannungsversorgung ausfällt darf es ruhig krachen, dann ist das Gerät eben defekt - für meine Zwecke völlig hinnehmbar.

Mit R3+R4 auf 68k ist die Ausgangsspannung vom OPV immernoch sehr im Rahmen mit etwa -2 bis 5 V bei 3,4 V Eingangsspannung an der Schaltung.

Ich werde die Schaltung einfach mal aufbauen und testen. Exakt durchmessen wird allerdings schwierig, da fehlen mir die Messmittel.
Aber wenn das Rauschen für mein Empfinden passt, wird es wohl in Ordnung sein

[ferdimh]

Die HF am Eingang würde ich sehr wenig ausschließen wollen:
Dafür reicht ein ungeschickt gelegtes Handy...

[IPv6]

Was wäre denn eine geeignete Maßnahme, um HF sinnvoll zu unterdrücken?
Einfach ein RC-Glied mit 100 Ohm und 47 nF direkt am Eingang, noch vor C1/C2?

[ferdimh]

nimm mal lieber 100Ohm und 100pF, Nanofaräder sind definitiv zu viel.
Und zwar GAAAANZ am Eingang, so dass die Kondensatoren auf wirklich kurzem Weg Richtung Massefläche (noch besser: Gehäuse) angeschlossen werden können. Ein zweiter 100pF-Kondensator kann in die "Mitte" der Eingangswiderstände, wenn man statt 68k 2x33k nimmt.

[IPv6]

Okay.
Ein Kondensator hinter dem 68 kOhm Widerstand auf Masse führte in der Simulation zu einer schwingenden Schaltung.
Da ich die Schaltung nicht genug verstehe um die Neigung zum Schwingen zu beurteilen muss ein RC Glied mit 100 Ohm und 100 pF direkt ganz am Eingang ausreichen

Edit:
100 Ohm und 100 pF geben aber eine Grenzfrequenz von 16 MHz. Ist das nicht etwas arg hoch? "HF" fängt da doch schon deutlich tiefer an.

[ferdimh]

die "HF", die es zu beseitigen gilt, spielt sich im Handynetz ab, also bei 900 MHz und mehr. Da sind 100 Ohm + 100pF schon genug. Außerdem hat die Quelle ja auch noch eine Impedanz, daher liegt die Grenzfrequenz potentiell niedriger.

Der andere plan wäre gewesen, statt 68kOhm einen Tiefpass 33k-100p vorzusehen, und danach noch mal 33k zum Opamp. Das sollte dann auch keinen Oszillator geben.

[IPv6]

Mit 1 nF und 200 Ohm (100 als Bauteil und nochmal 100 als typische Quellimpedanz) gibt es bis Ende Hörbereich noch keine Beeinflussung des Audiosignals (0,005 dB Dämpfung).
Ein "zu großer" Kondensator hat doch sonst keinen weiteren negativen Einfluss oder?

Die Variante mit 33 kOhm + 33 kOhm und dazwischen 100 pF auf GND sorgt immerhin schon für eine Dämpfung des Signals um 0,2 dB zum Ende des Hörbereichs hin. Aber dennoch völlig akzeptabel.

[ferdimh]

1nF sollte keinen negativen Einfluß haben. Hier funktioniert die Wissenschaft ganz gut, bis irgendjemand doch etwas Induktivität einfügt, weil z.B. ein Übertrager reingebastelt wird...

[Bastelbruder]

Kondensatoren unmittelbar am invertierenden OP-Eingang führen immer zu Schwingungen. Kürzlich hab ich allerdings eine Konstruktion von ELV gesehen wo das nicht so ist. Und doch hat es funktioniert weil die damals verbauten Elkos in ihrem Innersten mehr Widerstand waren als Kondensator und der Begriff ESR fast ausschließlich in (amerikanischen) Universitäten genutzt wurde.

Deshalb auch die Erwähnung der bewährten Kombination 100 Ohm + 100 pF.

[IPv6]

So sieht jetzt aktuell mal ein Kanal im Schaltplan aus:

Wenn der Testaufbau macht, was er soll, würde ich das so erstmal testen.
Die Widerstände R13+R14 sind mal als Platzhalter vorgesehen, falls man den Eingangswiderstand der Schaltung noch etwas runterbringen will, soll ja auch gegen Störungen helfen.

[Bastelbruder]

Die Grundlast-Widerstände waren der erste Fragepunkt im neuen Schaltbild, ist erledigt.

Der zweite Punkt betrifft die untere (-3db) Grenzfrequenz von (max.) 0,24 Hz.
Ich frage bloß, nicht daß später vielleicht ein Bootsmotor deswegen untertourig blubbert.

[IPv6]

Ich verstehe nicht so ganz, was du meinst.

Grundlastwiderstände sollten rein, daher erledigt, weil ich welche eingezeichnet habe?

Der zweite Punkt zielt vermutlich auf den 10 µF Koppelkondensator ab. Soll der kleiner?
Mit dem blubbernden Bootsmotor meinst du ein Schwingen mit sehr niedriger Frequenz, oder?

[Bastelbruder]

Exakt, Motorboating. Es ist zwar recht unwahrscheinlich weil die Spannungsversorgungen nicht mehr so direkt miteinander zusammenhängen, aber die Einschränkung des von der Schaltung zu verarbeitenden Frequenzbereichs gilt nicht bloß für oben, auch unten gibts unangenehme Dreckeffekte.